Форум: Техническая поддержка

Поддерживаю! Желательно также сказать об «окнах» в полосе подавления в окрестности 64*fs*n. В наших изделиях я находил аномальные полосы также и на дробных кратностях (64*fs*n/m для небольших целых n, m). По-видимому, это связано с тем, что в паразитные полосы пропускания АЦП попадали гармоники из-за искажений в усилителе. Как дифференциальные так и синфазные внеполосные сигналы приводили к смещению постоянной составляющей. Эффект оказался квадратичным по амплитуде и, как и обещано здесь, ослаблялся с увеличением постоянной времени фильтра. У нас использовалась связка из INA141@G=100 + ADS1178, в Ваших модулях такие эффекты могут и не проявляться, или проявляться по-другому. Но, думаю, Вам будет любопытно поисследовать

Да, интересовался. На базе LTR мы разработали прибор для автоматизации некоторых видов виброиспытаний. Обратная связь замыкается через Blackfin, подключение компьютера не обязательно. Если бы на тот момент LTR35 был доступен, я бы предпочел его: интерполирующий ЦАП + возможность вынести генерирование сигнала в модуль... Но с LTR34@400kS/s тоже неплохо получилось. До 20кГц качество сигнала для наших задач приемлемое. Быстродействия Blackfin хватает: загрузку FIFO я поддерживаю на уровне 10 блоков, ниже 6 никогда не падает, даже при потоковой передаче на компьютер осциллограмм с 8 каналов LTR22 на максимальной частоте дискретизации. Задержка в контуре управления есть, но терпимая. Так что пока для перехода на новый модуль ЦАП у меня оснований не достаточно. Да и в свете продолжающихся глупостей между Россией и Украиной дальнейшее сотрудничество вообще под вопросом, к сожалению. Насколько я понимаю, приобрести оборудование LCard или Мера сейчас нереально... Технически, наверное, можно было бы организовать производство и в Украине, но при наших объемах это вряд ли имеет коммерческую перспективу.

Игорь, причин "детектирования сигнала" на различного рода нелинейностях на высокой частоте (приводящих к смещению DC) в аналоговой схемотехнике достаточно много, и эти эффекты действительно сильно зависят от конкретной реализации. Я собираюсь проверять только подавление на AC (как синфазной, так и дифференциальной составляющих). Спасибо за обмен опытом и отзыв о системе с контуром управления на основе LTR - очень любопытно!

Я получил следующие антиалайзинговые свойства LTR22 в исследованной полосе частот до 10 МГц:
Подавление синфазного сигнала (сигнал подаётся на объединённые X и Y относительно AGND, Fs - установленная частота преобразования):
- В полосе частот сигнала  от 0 до 10 МГц: для Fs ≥15625 Гц  -  не менее 40 дБ,  для Fs < 15625 Гц  -  не менее 30 дБ.

Подавление дифференциального сигнала (сигнал подаётся на X относительно закороченных Y и AGND):
- В полосе частот сигнала от 0,54*Fs до 10 МГц для Fs ≥15625 Гц  -  не менее 30 дБ.
- В полосе частот сигнала от 0,54*Fs до 127*Fs для Fs <15625 Гц  -  не менее 35 дБ.
- В полосе частот сигнала свыше 127*Fs до 10 МГц для Fs <15625 Гц существуют частоты сигнала (типично в окрестности 64*Fs*N, где N=1,2,3...),  на которых подавление сигнала - менее 35 дБ.

Подавление рассчитывалось относительно RMS сигналов без учёта DC.

Что-то неправдоподобно малые дБ получились. Типично 60-70дБ должно легко измеряться, даже если RMS вместе с шумом считать... М.б. считали как 10lg вместо 20lg? Там, где Fs сравниваете с 1562кГц, Вы подразумеваете частоту модулятора? Для аномальных полос вместо "типично в окрестности" лучше (64*N±0.54)*Fs.

Если везде окрестности аномальых частот отнести к отдельному разбиению, то на остальных участках 60-70 дБ получится, наверное. Это смотря как разбивать...

Попробую завтра по-другому разбить на участки, чтобы описать зоны с большим подавлением.

АЦП не различает частоты f и f+64*N*Fs. Если не гарантируется подавление в диапазоне ±0.54*Fs, то априори не гарантируется подавление и в диапазонах, смещенных на 64*N*Fs. Логично все их выделить и не учитывать при определении типичного значения. Вот здесь (стр.6), например, тоже раздельно нормируют "Stopband Rejection" и "Rejection at alias hole". Можно уточнить у метрологов, как это принято делать по нашим стандартам.

Игорь, по результатам моих исследований (в течение относительно небольшого отведённого времени) я могу сделать следующие выводы:
1. Внеполосное подавление дифференциального сигнала 60 дБ типично обеспечивается, если не учитывать аномальные зоны ((64*N/M)±0.54)*Fs, где M, N - целые, причём процесс нахождения этого множества пар (M, N) как раз и выходит за то отведённое время, которое я могу сейчас потратить на эти изыскания.
2. Соответственно, внеполосное подавление синфазного сигнала будет значительно лучше, чем мои вышеприведённые оценки, если не учитывать  аномальные зоны по п.1.
3. Внеполосное подавление также зависит от характеристик спада АЧХ в полосе задержания аналогового тракта LTR22. И при сегодняшнем рассмотрении этого вопроса стали видны пути оптимизации АЧХ в полосе задержания аналогового тракта в рамках возможной доработки. Над этим вопросом будем думать.

Теоретически дробные аномальные зоны должны иметь меньшую ширину: ((64*N/M)±0.54/M)*Fs. Будет время - поисследуете. Вряд ли пользователи часто сталкиваются с этими эффектами на практике...

Вообще, тут широкий простор для исследований открывается... Например, имеются частоты когерентных помех в LTR - это 250 кГц (и её гармоники) от системы импульсного питания гальваноизолированных модулей LTR. Эти частоты когерентны частоте преобразования всех модулей LTR и LTR22, в частности. Мы ещё не замечали, что на метрологию это влияет.  Но пользователям LTR22, я полагаю, на всякий случай нужно сообщить, при каких Fs частоты  250*N кГц попадают в "аномальные зоны" внеполосного подавления LTR22. Вообще, синфазная составляющая  250*N кГц может проникнуть в цепь измерения, например при недостаточном экранировании входной цепи  "c общей землёй" широкополосного модуля LTR210 - там это влияние видно.

На сколько я понимаю, теоретически, при точном попадании этих когерентных помех в центры аномальных зон  (64*N/M)*Fs = 250000*K, где N, M, К - целые, а Fs - в герцах, алайзинг будет попадать точно в нулевую гармонику спектра LTR22, т.е смещать DC зависимо от разности фаз. Т.е прохождение для этих условий нужно смотреть по DC, перезапуская несколько раз сбор данных в LTR22, чтобы менять фазовые соотношения помех питания по отношению к Fs.
С моей точки зрения, потенциально возможное влияние собственных помех от питания - это явление - тонкое, "третьего порядка",  но, где-то на границе разрешения LTR22 при определённых неудачных вариантах подключений и при описанных выше соотношениях частот это может сказаться...

Общее "метрологическое" замечание: Тот факт, что в крейте LTR все частоты преобразования когерентны с общей частотой напряжения питания модулей LTR (кроме старых LTR212, снятых с производства), то метрологически (для исследований по АС) - это  благо, поскольку для исследований всегда имеем стационарные внутренние соотношения частот. А для исследований по DC рекомендуется перезапускать сбор данных, чтобы увидеть влияние фазовых соотношений частот, которые потенциально могут влиять.

Эта формула без наложения каких-то дополнительных условий не дает однозначного описания границ: например, при отношении  N/M, равном  2/3 или 4/6, имеем одну и ту же центральную частоту, но разную ширину зон.

Лично я каких-либо артефактов от импульсного питания не замечал. Наверное, хорошо фильтруете Но предупредить пользователей, конечно, стоит.

N=2 M=3 — смотрим на третью гармонику через второе «окно» АЦП, N=4 M=6 — смотрим на шестую гармонику через четвертое «окно». Непосредственно возле центральной частоты будем видеть алайзинг от обеих гармоник. Если плавно увеличивать частоту, то сначала пропадет алайзинг от шестой (на частоте ≈(64*2/3+0.5/6)*Fs), останется от третьей. При частоте ≈(64*2/3+0.5/3)*Fs пропадет и от третьей. Т.е. надо рассматривать объединение интервалов.

Другое дело, что большие N не должны проявляться, так как пропускание аналогового тракта даже без специальных мер все-таки спадает с частотой. Аналогично для M — слабая нелинейность тракта обычно проявляется небольшим числом нижних гармоник.

На нескольких дробных зонах я проверил, что формула работает адекватно в такой формулировке: 
((64*N/M)±0.54/M)*Fs, где  N и M>0 - целые, с учетом объединения вложенных интервалов с одинаковыми центральными частотами (64*N/M)*Fs.

Кстати, внеполосное подавление аналогового тракта LTR22 нам удастся сильно улучшить - включим это в ту же доработку, естественно.

Отвечаю на критику:

1. Внеполосные характеристики LTR22 будут описаны в Руководстве пользователя (в рамках тех исследований, которые я провёл с плодотворным взаимодействием с Вами).

2. С точки зрения терминологии даташитов интегральных преобразователей AD1870, ADS1274 (и других) антиалайзинговый фильтр должен быть внешним, чтобы подавлять частоты приблизительно выше частоты модулятора этих преобразователей.  Но с точки зрения архитектуры канала АЦП LTR22: 

Примерно на такой формулировке я собираюсь остановиться.  Предыдущая формулировка была неудачна - я согласен.

3. Случай наименьшей частоты преобразования 3472 Гц соответствует наименьшей частоте модулятора, и до доработки LTR22 (о которой я упомянул выше)  на частоте самой существенной низкочастотной "аномальной зоны"  444464 Гц действительно было прохождение, а после доработки ожидается подавление (около  6 дБ). Соответственно, с увеличением частоты преобразования подавление в "аномальных зонах" значительно  увеличиваются. Итого, антиалайзинговая АЧХ тракта LTR22 при любой частоте преобразования после доработки будет обеспечена.

4. С точки зрения статьи терминологии, там речь опять же речь идёт об антиалайзинговой характеристике тракта АЦП целиком (относительно частоты дискретизации АЦП), а не о терминологии внутри даташита ADS1274 и других сигма-дельта АЦП (где внешний антиалайзинг-фильтр должен обеспечивать подавление зеркальных зон относительно частоты модулятора). Клиенты L-Card, в основном, -  системные интеграторы, их интересуют свойства каналов измерения целиком (они оперируют частотой дискретизации, а о частоте модулятора вряд ли они желают знать).  Но поскольку здесь речь идёт о различиях в терминологиях, то об этом различии нужно в этой статье сказать - соответствующий комментарий я добавлю, чтобы убрать "бревно в глазу" у людей, читающих даташиты... Но после этого комментария вполне корректно будет выглядеть фраза:

Кстати, такую резкую антиалайзинговую  АЧХ в первой зеркальной частотной зоне невозможно получить никаким реальным аналоговым фильтром, а другие частотные зоны я в этой статье не рассматриваю.

Игорь, спасибо за критику по делу!

Отредактировано Гарманов Александр (09.11.2018 23:31:41)

Спасибо за развернутый ответ, Александр!

Такая формулировка возражений не вызывает.

Ну да, я постарался подобрать наглядный пример Чем подробнее Вы расскажете о свойствах тракта, тем более осмысленно пользователи смогут применять Ваше оборудование, и тем меньше глупых вопросов будут задавать техподдержке. Например, у нас в одной и той же лаборатории испытываются как лопатки на частотах под 15кГц, так и всякие корпуса на частотах в десятки герц. Если подавление 6 дБ меня устраивает, низкочастотные испытания я могу обрабатывать на 3472 Гц. Если нет – могу поднять частоту опроса и добиться большего подавления за счет усложнения обработки.

Что касается статьи терминологии, наверное, она все же должна быть более универсальной по содержанию. У Вас же и LTR11 есть. Наверное, стоит сказать об аналоговых фильтрах. Та же банальная RC цепочка для многих задач вполне адекватное решение. И с хорошим конденсатором подавление до сотен мегагерц обеспечивается, в отличие от цифровых... Как пример цифровых фильтров, можно дать что-то вроде LTC1569 — для пользователей LTR11 будет намек, как бороться с алайзингом в их приложениях...

По поводу направления развития статьи Фильтр антиалайзинговый Ваше пожелание будет учтено. Спасибо.

В одноканальном режиме - адекватное. В многоканальном - очень небанально, поскольку конденсатор антиалайзинговой RC-цепи будет копить инжекционный заряд от входных коммутаторов...

Отредактировано Гарманов Александр (12.11.2018 10:36:57)

Вот Вы пишете «RC цепи с большой постоянной времени (R*C значительно больше периода опроса каналов) не решают проблему, поскольку они накопят ошибку, вызванную впрыском заряда». Но ведь, если при заданной постоянной времени уменьшать R и пропорционально увеличивать C, то ошибка от впрыска заряда должна уменьшаться. Разве нет? Еще, наверное, уменьшить взаимовлияние можно чередуя коммутацию сигналов с землей: сигнал1—земля—сигнал2—земля—... Или не получится?

Наверное, слишком уменьшать R нехорошо - появится зависимость АЧХ от сопротивления источника сигнала...

Теоретически да, поскольку при увеличении ёмкости одна и та же инжекция заряда даст меньшее приращение напряжения. Но практически, это очень небанальный способ, поскольку при малом R и большом С мы вход системы сбора данных делаем фактически шунтированным большой ёмкостью С и заодно требуем от выходного сопротивления источника сигнала сверхнизкоомности, да и ещё хорошей линейности этого сопротивления.  Это нужно по-хорошему активный повторитель ставить, чтобы отделить источник сигнала от этой ёмкости, либо это должен быть низкоомный шунт (вход тока). Тут эти решения уведут далеко в частные случаи, а потребитель хочет в лице LTR11 иметь много недорогих высокоомных входов измерения напряжений....

Есть такой способ, он разряжает перенесённую часть заряда из предыдущего канала опроса. Это опять же, теоретически.  А практически, есть конкретная схемотехника (реализация), где это возможно только в той или иной степени, с определёнными оговорками. О таком способе я где-то писал, пока я ещё не смог вспомнить где...

Я предполагаю, что можно применить на входе  LTR11 в качестве антиалайзингового фильтра  LC фильтр  с временем отклика меньше, чем период опроса. Но этот фильтр должен быть точно рассчитан на заданное малое выходное  сопротивление источника сигнала и на большое сопротивление со стороны входа LTR11, чтобы фильтр не работал как делитель на DC. Но это еще один очень частный случай...

Да, универсальный рецепт не дашь... Для каждого случая надо рассчитывать отдельно. Поэтому я и предпочитаю LTR22

...Клиент недавно в ремонт хотел передать LTR22 с диагнозом "искажение сигнала". При расспросах выяснилось, что за "искажения" клиент принимал колебательный отклик антиалайзингового фильтра на каждый перепад прямоугольного сигнала, поданного на вход LTR22. Как выяснилось, клиент "в гробу видал" эти антиалайзинговые фильтры, и вообще он очень сожалеет, что не приобрёл LTR11. Так что, задачи очень разные бывают...   

К слову сказать, статья терминологии  Фильтр антиалайзинговый обновилась с учётом высказанных выше пожеланий (и не только).

Руководство пользователя LTR обновлено. Характеристики внеполосного подавления LTR22 (после доработки) см. п. 12.3.1.2.  Все доработки LTR22 объединены в одну и описаны в приложении С.2 (см. новое приложение С., стр. 434).